ECUE n° 1 : Electronique Générale
ISET Nabeul
Chapitre 8
Les Transistors à Effet de Champ: TRANSISTORS à JONCTION (JFET)
Nombre d’heures/chapitre : 8h
Cours intégré
Système d’évaluation : Continu
OBJECTIFS DE L’ENSEIGNEMENT :
- Connaître les composants élémentaires de l’électronique et leurs applications dans les
fonctions de base
- Décomposer un système en blocs fonctionnels,
- Prendre en compte les limitations et des caractéristiques d'un composant réel,
- Savoir exploiter un document constructeur.
CONTENU THEORIQUE :
Dans ce chapitre en étudie la structure et le fonctionnement de transistor à effet de champ ainsi
que la détermination de réseaux de caractéristiques et l’interprétation de son régime de
fonctionnement.
En deuxième étape en s’intéresse au différents mode de polarisation du transistor à effet de
champ que ce soit la polarisation automatique ou bien par pont diviseur.
En suite en arrive au schéma équivalent de se transistor pour les petits signaux tout en expliquant
l’avantage et l’inconvénient de chaque montage ; montage source commune et montage drain
commun.
En fin en arrive à l’application spécifique des FET tout en citons des exemples détaillés que se
soit d’un interrupteur analogique, d’une résistance commandée par la tension, d’une résistance
non linéaire ou bien d’une source de courant.
Suite à ces chapitres en termine par une comparaison avec les transistors bipolaires tout en
intégrant ses études dans des applications.
CHELBI Hassen
102
ISET Nabeul
Chapitre 8
1. Structure :
Les Transistors à Effet de Champ :
Transistors à Jonction (JFET)
Contrairement aux transistors bipolaires dont le fonctionnement repose sur deux types de
porteurs les trous et les électrons, les transistors unipolaires fonctionnent avec un seul type de
charges, les trous ou les électrons. Le transistor à effet de champ à jonction est un premier
exemple de transistor unipolaire.
Sur un substrat (P+) très fortement dopé, on diffuse une
zone dopée N : le canal . Au centre du dispositif, on
diffuse une grille nommée aussi porte ou gate, dopée P+
reliée au substrat et de part et d'autre de cette grille, deux
îlots très fortement dopées N+ : la source (zone d’entrée
des électrons dans le dispositif) et le drain (zone de
sortie des charges). Il existe aussi des JFET (acronyme
pour Junction Field Effect Transistor) ayant un canal P
qui sont complémentaires des transistors canal N.
Figure VIII-1
Pour ces transistors canal P, toutes les tensions et les courants sont à inverser. (Figure VIII-1)
Le symbole utilisé pour les représenter est donné ci-dessous. Le trait qui correspond au canal
est continu. La grille et le canal forment une jonction PN ; la flèche correspondante est orientée
dans le sens passant de cette jonction (Figure VIII-2 et Figure VIII-3). Sur les schémas, elle est
parfois décalée du côté de la source.
CHELBI Hassen
Figure VIII-2
Figure VIII-3
103
ISET Nabeul
2. Fonctionnement
2.1. Etude expérimentale
On procède au relevé des caractéristiques en utilisant le montage ci-après. En fonctionnement
normal la jonction grille canal est polarisée en inverse : le courant d’entrée IG est très faible et les
courants drain et source sont identiques.
Dans le réseau des caractéristiques de sortie ID= f(VDS), on observe quatre zones différentes. Une
zone linéaire dite résistive, un coude, une zone de saturation (ID≈constant) et une zone
d’avalanche. Figure VIII-4.
2.2. Interprétation du fonctionnement
a. Zone résistive
Figure VIII-4
Dans une jonction polarisée en inverse existe une zone isolante (sans porteurs libres) dont
l'épaisseur e est fonction de la tension inverse (e≈k√VGS). Cette zone isolante qui correspond
aux jonctions grille canal et substrat-canal diminue la largeur effective du canal. Figure VIII-5
Figure VIII-5
CHELBI Hassen
104
ISET Nabeul
Pour les tensions VDS faibles, le canal se comporte comme une résistance ohmique dont la
valeur est fonction de sa section et donc de la tension inverse entre la grille et la source. Le JFET
est alors équivalent à une résistance commandée par une tension. Pour une valeur VP
suffisamment négative de VGS, la conduction s’annule. On dit que le canal est « pincé » et que VP
est la tension de pincement.
b. Zone du coude :
La largeur de la zone isolante est également influencée par la tension entre le drain et la source.
Du côté de la source sa largeur est : e1= k√VGS. Du côté du drain, elle est : e2= k√VGD. Quand
VDS augmente, la valeur du courant drain résulte de deux phénomènes compétitifs : une
croissance liée au caractère ohmique du canal et une diminution liée au pincement progressif de
ce canal. Figure VIII-6
c. Zone de saturation
Figure VIII-6
Dans cette zone tout accroissement de VDS qui augmenterait le courant ID augmente aussi le
pincement. Quand le canal se pince, la densité du courant augmente jusqu'à ce que les porteurs
atteignent leur vitesse limite : le courant drain reste constant et le transistor est dit saturé. La
valeur maximum de ID pour VGS= 0, qui correspond au pincement du canal est notée IDSS
d. . Zone d'avalanche
Elle résulte d'un claquage inverse de la jonction drain-grille. Ce claquage est destructeur du
dispositif si rien ne limite le courant drain.
CHELBI Hassen
105
ISET Nabeul
e.
Influence de la température
La largeur de la zone de déplétion diminue avec la température ce qui induit une croissance du
courant drain. Mais la mobilité des porteurs diminue avec la température. C’est le second effet
qui est prépondérant pour les courants drain élevés et il n’y a pas de risque d’emballement
thermique avec les transistors à effet de champ.
3. Réseaux de caractéristiques
3.1. Réseau d'entrée
Les transistors JFET doivent uniquement être utilisés avec des tensions VGS négatives et
Advertisement
inférieures à la tension de claquage inverse. La caractéristique d’entrée est celle d’une diode
polarisée en inverse. On a donc toujours : IG=0. Figure VIII-7
3.3. Réseau de sortie
Figure VIII-7
C’est le réseau des courbes ID= f(VDS) avec VGS= Constante. Ce réseau est caractérisé par trois
régions utiles : la région ohmique, la zone de coude, la zone de saturation.
Dans cette zone, on note une légère croissance de ID avec VDS car la longueur effective du canal
diminue. Figure VIII-8
Figure VIII-8
CHELBI Hassen
106
ISET Nabeul
3.3. Réseau de transfert ou de transconductance
Ce réseau correspond aux courbes ID= f(VGS) pour VDS= Constante. Les caractéristiques
sont des droites pour la partie ohmique. Dans la zone de saturation pour les valeurs supérieures de
VDS, la caractéristique est parabolique et on peut écrire en première approximation que :
I
D
=
I
DSS
2
−
1
V
GS
V
P
Les JFET sont caractérisés par une grande dispersion des valeurs des paramètres. Pour un
même type, le courant drain maximum IDSS et la tension VGS de pincement VP peuvent varier
d’un facteur 4 à 5. Ainsi pour un 2N 5459, on note les valeurs suivantes :
4 mA < IDSS< 16 mA et – 2 V > VP> – 8 V
4. Polarisation des transistors à effet de champ
A cause de cette dispersion des paramètres, il est impossible de régler le point de
fonctionnement en imposant le potentiel de grille car ID peut varier de manière trop importante
pour un VGS donné.
4.1. Polarisation automatique
Figure VIII-9
La grille est reliée à la masse par une résistance RG de forte valeur. Comme le courant grille
est nul, le potentiel de grille est nul. Le courant drain produit dans la résistance de source une
CHELBI Hassen
107
ISET Nabeul
chute de tension égale à RS.ID. La tension grille-source vaut donc : VGS= VGM– VSM= –RS.ID. La
grille est bien négative par rapport à la source.
L’équation de la droite d’attaque est : VGS= – RS.ID et celle de la droite de charge est :
VDS= E-(RS+ RD).ID
L'intersection de ID= – VGS/RS avec la caractéristique de transfert définit la tension VGS et la
valeur de ID. L’intersection de la droite de charge et de la caractéristique qui correspond à VGS
donne la valeur de VDS.
Si le courant drain augmente, la chute de tension dans la résistance de source augmente ce
qui diminue la conduction du canal et donc le courant drain. Il y a une contre-réaction qui
stabilise le point de fonctionnement.
4.2. Polarisation par pont diviseur
On utilise comme pour les transistors bipolaires une polarisation par pont de base et résistance
de source. Figure VIII-10
Le potentiel appliqué à la grille est : VGM= R2/(R1+ R2) Le
potentiel de la source est VSM= RS.ID. Comme VSM= VGM–VGS, la
valeur du courant drain est donc : ID= (VGM– VGS)/RS. Si l’on prend
VGM
beaucoup plus grand que VGS, la stabilisation sera assurée. Si l’on
souhaite une stabilisation parfaite, il est possible d’utiliser un
transistor bipolaire monté en source de courant constant dont la charge
sera constituée par le transistor à effet de champ.
Figure VIII-10
5. Chéma équivalent en petits signaux
L’examen des caractéristiques d’un JFET polarisé dans la zone de saturation montre que
les équations qui régissent le fonctionnement sont :
En entrée : iG= 0
En sortie : iD= sS.vGS+ 1/ρ.vDS. (Figure VIII-11)
On définit la pente ou transconductance par :
s
=
Δ
I
Δ
V
D
GS
=
i
V
D
GS
VDS
=
Cte
et la résistance interne par :
CHELBI Hassen
108
=ρ
Δ
V
Δ
I
DS
D
=
Advertisement
V
i
DS
D
VGS
=
Cte
. En utilisant la relation ID= IDSS.(1 – VGS/VP)², on obtient l’expression
ISET Nabeul
suivante pour la valeur de la pente :
s
=
2
I
DSS
−
1.
V
GS
V
P
1
−
.
V
P
. Pour les transistors petits signaux
les valeurs typiques de la pente et de la résistance interne sont : s ≈quelques mA/V ρ≈10 kΩ à
100 kΩ
Figure VIII-11
En entrée, on applique une tension VGS et le courant consommé est nul. En sortie le FET se
comporte comme un générateur de courant d’intensité S.VGS en parallèle avec une résistance ρ.
Ce schéma simplifié permet d’interpréter le fonctionnement des JFET montés en amplificateur.
La caractéristique de transconductance étant parabolique les FET déforment les signaux de
grande amplitude. Il faut satisfaire la condition iD<< ID pour limiter la distorsion du signal.
On prend souvent iD≈ID /10.
Comme pour les transistors bipolaires trois montages peuvent être envisagés. Le montage
grille commune ne sera pas étudié car il n’est pratiquement pas utilisé.
6 . Montage source commune
Avec une polarisation automatique ou par pont de grille, il faut introduire une résistance de
source dont la présence diminue le gain de l’étage. Il est possible de placer en parallèle sur la
résistance RS un condensateur de découplage. Pour les signaux variables la source est alors au
potentiel de la masse. Figure VIII-12
CHELBI Hassen
109
ISET Nabeul
Le schéma équivalent du montage est alors le même que celui du transistor. La résistance de
Figure VIII-12
sortie est : ROUT= ρDS// RD// RU ; La tension d’entrée est VE= VGS
Le gain en tension est donc : VS= – ROUT.iD= –S.ROUT.VGS
AV= – S.ROUT
Ce montage est donc caractérisé par une très grande impédance d’entrée, une impédance de sortie
moyenne et un gain en tension moyen et négatif : il existe un déphasage de 180° entre l’entrée et
la sortie.
MONTAGE NON DECOUPLE:
Soit rS la partie non découplée de la résistance de source (RS= R’S+ rS). La tension d’entrée est
alors : VE= S.VGS+ rS.iD= S.VGS+ rS. S.VGS= VGS(1 + S.rS).
Le gain en tension devient : AV= – S.RD/(1 + S.rS) ≈– RD/rS
L’utilisation de la notion de transconductance ou pente permet de mettre en évidence
l’analogie qui existe entre les montages source commune et les montages émetteur commun.
10. Montage drain commun
Le signal de sortie est prélevé aux bornes de la résistance de source. L’impédance de sortie est :
ρS= RS// ρDS//RU
La tension de sortie est : VS= S.VGS
En entrée, on a : VGS= VGM– VSM= VE– VS
VS= S.ρS(VE– VS) ⇒VS(1 + S.ρS) = S.ρS.VE
(Figure VIII-13)
CHELBI Hassen
110
ISET Nabeul
La valeur du gain en tension est donc :
Figure VIII-13
=
A
V
.
s
+
ρ
s
ρ
s
.
s
)
1(
1
L’impédance d'entrée est : ZE= RG
Le calcul de l’impédance de sortie est un peu plus délicat. Par définition, celle-ci est égale au
quotient de la tension de sortie à vide par le courant de court-circuit.
=
Z
Advertisement
S
S
=
V
i
CC
E
.
vA
V
i
CC
et
i
CC
=
.
Vs
GS
=
(
vs
E
−
v
S
)
Si la sortie est en court-circuit, la tension de sortie est nulle et donc icc= S.VE d’où
1
.
s
+
ρ
S
ρ
S
.
s
.
v
E
.
vs
E
=
Z
S
=
ρ
S
+
ρ
.
s
S
1
ρ
S
Ce montage est caractérisé par un gain en tension légèrement inférieur à l’unité, une très
grande impédance d’entrée et une impédance de sortie faible. C’est un montage adaptateur
d'impédance.
11.
Applications spécifiques des FET
8.1. Interrupteur analogique
On considère un FET dont la source est à la masse. Pour une tension VGS nulle, le transistor
étant saturé présente une résistance RDS faible (≈100 Ω). Si par contre VGS est très négatif il est
bloqué et la résistance RDS est très grande. Cette propriété est très utilisée dans les interrupteurs
analogiques qui permettent la commutation de signaux alternatifs.
CHELBI Hassen
111
On utilise soit la connexion « shunt » soit la connexion « série ». Dans les deux cas
l’interrupteur n’est pas parfait et présente une résistance RDS. Figure VIII-14
.
ISET Nabeul
Figure VIII-14
Le modèle série peut être utilisé comme « hacheur » de signal : les signaux lentement
variables avec le temps sont difficiles à amplifier. On applique sur la grille une tension de
commande rectangulaire variant entre 0 et la tension de blocage du FET. On transforme ainsi le
signal d’entrée continu en un signal alternatif rectangulaire dont la fréquence est celle du
générateur de commande. Il est alors possible d’utiliser un amplificateur alternatif conventionnel
pour amplifier le signal. On effectue ensuite un redressement pour obtenir l’image amplifiée du
signal original. Figure VIII-15
11.2. Résistance commandée par une tension
Figure VIII-15
Dans la région ohmique, la résistance drain-source RDS est fonction de la valeur de VGS. Plus
cette tension est négative et plus RDS est grand. Pour VGS nul, la valeur de RDS est voisine d’une
CHELBI Hassen
112
ISET Nabeul
centaine d’ohms. Si la tension aux bornes de RDS est inférieure à 100 mV, le FET peut être utilisé
avec des tensions alternatives. On peut utiliser cette résistance commandée en tension pour
stabiliser le taux de réaction dans un oscillateur.
8.3. Résistance non linéaire
Un transistor dont la grille est reliée au drain se comporte comme une résistance non linéaire
dont la caractéristique est le lieu des points tels que VDS= VGS.
8.4. Source de courant
On trouve dans les catalogues des constructeurs des diodes à courant constant qui sont en fait
des transistors à effet de champ dont la grille est reliée à la source. Cette « diode » se comporte
comme un générateur de courant constant égal à IDSS (gamme 0,2 à 5 mA) et de résistance interne
R (gamme 20 MΩ à 200 kΩ). La chute de tension dans la diode doit rester inférieure à la tension
de claquage du transistor.
Advertisement
12.
Comparaison avec les transistors bipolaires
Il existe beaucoup d’analogies entre les montages amplificateurs réalisés soit avec des FET
soit avec des transistors à jonction. Les montages source commune se comportent comme les
montages à émetteur commun et les montages drain commun comme les montages à collecteur
commun.
Les avantages des FET sont :
– une grande résistance d’entrée
– le faible niveau de bruit lié au fait qu’il n’y a qu’un seul type de porteurs et donc pas de
recombinaisons.
Les inconvénients des FET sont :
– une faible pente
– le manque de linéarité
– la grande dispersion des caractéristiques
– la polarité opposée des tensions VDS et VGS qui interdit les liaisons directes entre étages.
CHELBI Hassen
113
ISET Nabeul
Dans les montages amplificateurs, les FET seront principalement utilisés dans l’étage d’entrée.
On profite de leur grande impédance d’entrée qui permet de ne pas perturber la source. Dans ce
premier étage l’amplitude des signaux est petite et de ce fait l’influence de la non linéarité du
transistor est minime si la polarisation est correcte. Pour les étages suivants, on utilisera des
transistors bipolaires qui autorisent une plus grande dynamique au niveau de l’amplitude des
signaux.
10. Application
Exercice 1:
On désire alimenter une LED à courant constant (10 mA) avec une source de tension (Vcc) qui
peut évoluer entre 12 et 24 V. Pour cela, on utilise un transistor JFET BF245C (IDSS= 17 mA, ce
qui est suffisant pour fournir 10 mA) fonctionnant en source de courant : Figue de dessous.
1) Calculer la valeur de la résistance R.
2) Calculer la tension Vcc minimale qui permet d’avoir un courant
de 10 mA (on tolère une variation de 1 mA).
On donne : Tension aux bornes de la LED : 2,0 V pour 10 mA
3) Le data sheet du transistor indique que : P = 300mW (max).
Vérifier qu’il n’y a pas de problèmes d’échauffement du
transistor.
Corrigé :
1) D’après la figure 1 :
ID= 10 mA => VGS= -1,6 V => R = -VGS/ ID= 160 Ω (1/4 W)
2) D’après la figure 2
VDS> 4 V => Vcc > 4 + 1,6 + 2,0 = 7,6 V (environ)
3) P = VDSID= (Vcc – 1,6 – 2,0)·0,010
P = 200 mW pour Vcc = 24 V donc pas de problèmes d’échauffement.
CHELBI Hassen
114
ISET Nabeul
Exercice 2 :
Soit un transistor MOS à canal N avec une tension de seuil VT = 2 V et une polarisation VS =
0, VD = VG = 3 V. Dans ces conditions, on mesure un courant de drain ID = 1 mA.
Répondre aux questions suivantes en utilisant le modèle simplifié du MOS (sans effet de
substrat).
a) Le point de fonctionnement est-il dans la zone de conduction (non saturée) ou dans la zone
saturée des caractéristiques ?
b) Que devient le courant ID si la polarisation est portée à VD = 5 V et VG = 4 V ?
c) Quelle est la résistance du canal Ron autour de VDS = 0 V lorsque VG = 4 V ?
Corrigé :
Modèle simplifié <=> n = 1 <=> V’T = VT
a) VS = 0 => VD = VG = VDS = VGS = 3 V
VG > VT+ VS et VD > VD sat = VG - VT= 1 V => transistor saturé !
ID = 1 mA =>
=β
.2
I
−
(
V
GS
= 2 mA/V2
D
V
T
)2
b) VS = 0 => VD = VDS= 5 V et VG = VGS= 4 V
VG > VT+ VS et VD > VD ,sat = VG - VT= 2 V => zone saturée
=> ID =
β
2
·(VGS - VT)2 = 4 mA
c) Pour des petits écarts autour de VDS= 0, on peut approximer la caractéristique ID = f(VDS)
(mode de conduction) par une droite passant par l’origine et de pente :
1
R
ON
=
∂
I
∂
V
D
DS
V
DS
=
= β
(
V
0
GS
−
V
T
)
=> Ron » 250 W pour VGS= 4 V.
CHELBI Hassen
115